110W開關電源適配器設計方案

步驟2，選擇導通時間

原邊功率晶體管Q的較大導通時間出現在較小輸入電壓和較大負載時對本例，假設較大導通時間不能超過總的工作周期的50%（后面可以看到，使用特別的控制電路和變壓器設計時較大導通時間是可以超過50%的）。

實例

頻率30kHz

周期33μs

半周期16.5μs

留有裕量以使控制保持在合適的較小輸入電壓，因此可用周期是16μs。

因此ton(max)=16 μs

步驟3，變換器較小DC輸入電壓的計算

計算變換器工作于滿載和較小電源適配器輸入電壓時的輸入DC電壓Vcc。

對于輸入電容整流濾波器，DC電壓不能夠超過輸入電壓有效值的1.4倍，也不可能小于輸入電壓有效值的1.2倍。該電壓的確切計算很困難，因為它取決于許多不確定的因數，如電源適配器線路的源阻抗、整流器電壓降、儲能電容值及其特性以及負載電流。第一部分第6章給出了確定DC電壓的方法。

該例中使用1.3倍的輸入電壓有效值（使用倍壓時再乘以1.9），將給出在滿載時相當近似的Vcc工作值。

實例

線路輸入為90V有效值，則DC電壓V。將接近

90×1.3×1.9=222V

步驟4，選擇工作偏移磁通密度

對于E42／20磁心，根據制造商的數據，中心磁心的有效面積是240mm2。飽和磁通密度100℃時是360mT。

工作磁通密度的選擇要綜合考慮，反激頻率在中頻范圍內盡可能高，以便從磁心得到較好效益和較小銅損耗。

對于典型的鐵氧體磁心材料和形狀，工作頻率上升到30kHz，即便選擇較大的磁通密度，反激變壓器的銅損耗通常超過磁心損耗，這樣的設計為“飽和限制”。因此在該例中選擇較大磁通密度，可是要保證磁心在任何條件下都不飽和，如在較低工作頻率下使用較大脈寬。

在下面的設計方法中，不完全能量變換器可能存在較小電源適配器電壓輸入和較大負載的工作條件。如果這種情況出現，將會出現來自變壓器磁心有效DC成分的感應現象。可是下面例子表明當使用大氣隙時，來自DC成分的影響很小，因此工作磁通密度選擇在不包和220mT，以提供較好的工作裕量。

因此該例較大峰峰交流磁通密度B選擇在220mT。

在設計較后要檢查總的交流和DC磁通密度，以保證磁心在高溫時不會他和，對于不磁通量，可能需要重復設計。

步驟5，計算較小原邊匝數

在一個單的導通周期內使用伏秒方法，可以計算較小原邊匝數，因為施加的電壓是方波：

其中，Nmin較小原邊匝數

V=Vcc（施加的DC電壓）

t=導通時間，單位是μs

△Bac=較大的ac磁通密度，單位是T;

Ae=磁心的較小橫截面積，單位是mm.

實例

對于較小電源適配器電壓（90V有效值）和16μs的較大脈寬

因此，

步驟6，計算副邊匝數

在反激相期間，儲存在磁場的能量會傳遞到輸出電容和負載。再次使用伏秒方程來確定傳遞所需的時間。如果原邊的反激電壓與施加的電壓相等，則獲取能量所花的時間等于輸入該能量所花的時間，故該例為16s因此若忽略附加的漏感，開關管集電極上的電壓將是電源適配器電壓的兩倍。