雙變壓器自激振蕩變換器

6V電源適配器在雙變壓器自激振蕩變換器中，開關作用由小驅動變壓器的飽和來控制，而不是由主功率變壓器來控制，這樣改善了性能，使功率變壓器具有更好的效率。

由于主功率變壓器不再進入飽和，所以B／H磁滯回環的形狀不是關鍵所在，更優化的變壓器設計成為可能。進一步，由于集電極終止電流較低，功率晶體管在更多受控的條件下關斷，故晶體管的開關作用更好。開關頻率也更加恒定，這是因為驅動變壓器不帶輸出負載，驅動變壓器兩端的電壓與輸入電壓無直接聯系。因此其工作頻率對電源適配器和負載的變化不敏感。

由于所有這些方面都優于簡單的飽和變換器，雙變壓器變換器常用在大功率應用場合。常用于低成本的DC（直流）變壓器。

簡單自激振蕩雙變壓器方波變換器的兩個主要缺點限制了它的應用。

（1）由于開始導通時脈沖寬度不容易減少，所以軟啟動難以實現。

（2）由于是方波（100%占空比）輸出，所以輸出是不可調整的。

工作原理

圖所示的是一個基本的雙變壓器電路。其工作過程如下。

攝像機電源適配器合上開關，流過R1的電流使兩個驅動晶體管中的一個開始導通，假定Q1導通（這取決于兩個元件的增益和各自的基-射極電壓）。隨著Q1的導通，獨立的驅動變壓器T：產生的驅動電流提供再生反饋。Ts的原邊與Q1集電極電流耦合，它經副邊繞組T2s為Q1提供基極驅動。繞組的相位整定應使Q1集電極電流增加引起Q1基極電流增加。由于T：是一個電流變壓器，則基極驅動電流由集電極電流和T：的匝比來確定（本例使用的匝比是1／5，電流放大系數是5）。

Q1處于導通狀態時，驅動變壓器Ts副邊兩端的電壓V，是Q1的基一射結電壓加上D的管壓降（總共大約1。3V），到Q2的驅動繞組T兩端的電壓與T2s兩端的電壓值相同，但方向相反，使Q2的基極電壓為負的0.7V。

經過由磁心面積和副邊電壓V，確定的一段時間后，驅動變壓器T2將飽和，Q1的驅動電壓將降到零，Q1關斷。這個過程出現在主變壓器T1飽和之前。

隨著Q關斷，其集電極電流將降到零，由于反激作用，T2上的電壓將反相。Q2導通，Q1完全關斷。品體管Q2上出現與前面相同的工作周期，其集電極電流流過驅動變壓器Tm的另一半繞組和主變壓器Tin，并反相。

由于Q1基-射結和D的正向電壓或Q2基-射結和D1的正向電壓可以決定T2副邊繞組兩端的電壓，T2的同步電壓固定且與電源適配器電壓無關。因此工作頻率很大程度上與電源適配器和負載的變化無關。可是溫度變化將影響兩個二極管和兩個基極電壓以及驅動變壓器T的飽和磁通密度。因而頻率仍然受溫度變化的影響。在許多應用中，頻率的小范圍變化并不重要。

鉗位二極管D2和D2接在開關晶體管集射結兩端，為反相的磁化電流提供通路，否則當折算的負載電流小于磁化電流時，導通期間磁化電流將從Q1和Q2的基極流向集電極。雖然這只是出現在非常輕的負載的情況下，由于是按比例驅動，它也會引起問題，應該進一步觀察。

考慮Q1關斷前瞬間的情況：在功率變壓器T原邊和Q集電極已建立起變壓器磁化電流，繞組中的流動方向從右到左。Q1關斷時，繞組中磁化電流試圖以相同方向繼續流動使Q1集電極變正，Q2的集電極變負（反激作用）。

由于磁化電流不能立即降到零，而Q1關斷后又不能流向Q1集電極，所以將改變回路，從Q1集電極轉向Q2的集電極，經過鉗位二極管D2，從右到左流入Tm，如果沒有接D3，該電流會流向Q2的基一集結，由于該電流的流動方向與正常集電極電流方向相反所以使基極驅動電流離開基一射結面進入基一集結（晶體管反偏）。

這個反向的集電極電流也流過驅動變壓器T的原邊，但其方向與正反饋所要求的方向相反。該反向電流會阻止或至少是延緩Q2的導通，這是不希望看到的。但是通過鉗位二極管D2提供一條低阻抗的通路可從Q1分流大部分的反向電流。在一些情況下，要求在Q和Q2的集電極進一步串聯阻塞二極管。

無論如何，輕載情況下，在磁化電流沒有下降到小于折算的負載電流之前，都不會有正向集電極電流或再生的基極驅動作用。如果輕載狀態是正常的工作方式，就需要一個附加的電壓控制驅動繞組來維持驅動作用，直到建立起正常的正向電流。附加繞組Tm和Ts在圖中用虛線表示。

如果負載電流總是超過磁化電流，就不需要做這樣的改進，二極管D2和D也是多余的（除非需要時作為小的緩沖元件）。

在這種結構中，因為是由一個晶體管的關斷過程起動另一個晶體管的導通過程，所以消除了交叉導通。由于長期來看驅動變壓器T：的正向和反向伏秒與T1的相等，所以T的階梯形飽和不會出現。甚至兩個晶體管儲存時間上的差異也能得到調節。

如果使用具有矩形B／H磁滯回環和高剩余磁通的驅動磁心，剛導通時的“雙倍磁通”就被消除了。兩個磁心都保留了對原先工作方向的磁“記憶”。系統不工作時，保留在驅動磁心中的剩余磁通作為較后工作脈沖方向的“記憶”。下一次系統工作時，如果開始半個工作周期的方向與“記憶”的方向相同，則驅動磁心迅速飽和，該脈沖時間縮短，因此主變壓器將不會出現飽和。由于這個原因，驅動變壓器材料的剩余磁通水平B，應該高于主變壓器材料的剩余磁通水平。

由于主磁心的磁通密度具有好的控制狀態，所以有信心選擇主變壓器的工作磁通偏移使其達到較佳效率。

從前面的討論可以看出，雖然自激振蕩電路看起來極其簡單，但卻以相當復雜的方式工作，如果設計正確，則可以提供非常有效的變換器作用。所以這種變換器（或常說的DC變壓器）用來與原邊串聯降壓開關變換器串聯，以提供極其經濟的多輸出電源適配器。

它的缺點是，這種變換器需要兩個變壓器。可是由于傳遞很少的功率，驅動變壓器T22。134非常小。

攝像機電源適配器飽和驅動變壓器設計

驅動變壓器T2實質上是一個飽和電流變壓器。

確定了工作功率后，就可選擇功率晶體管和工作電流。根據晶體管數據，找出所需的電流放大倍數，以保證有好的飽和以及開關作用（假設本例中選擇5：1的電流放大倍數，實際值取決于晶體管參數）。

這意味著對應于T2m原邊（集電極）繞組上的每1匝，在副邊基極驅動繞組Tm上必須有5匝，同時可以知道基極繞組是以5匝為一級遞增的。

二極管D1的壓降加上Q1的V=（大約1。3V）決定了Tas的副邊電壓，且該電壓Ts的副邊匝數和磁心尺寸設定了頻率。現在必須選擇磁心尺寸，以便在基極驅動繞組Ts為5匝（或5匝的增量）時獲得正確的工作頻率（磁心越小，相同頻率時匝數越多）。

選擇磁心尺寸和材料

假設工作頻率是50kHz，要求的電流放大倍數是5，集電極繞組用1匝。副邊繞組為匝，已知副邊繞組電壓是1.3V（V加一個二極管壓降）。

按半個周期（10μs）考慮，所需磁心的面積可由下式計算：

式中，Vs=副邊電壓，（1.3V）；

t=半周期（10μs）；

△B=磁通密度變化量（從一B到+B）；

Ns=副邊匝數（在此為5匝）。

如果選擇TDK H7A材料，根據圖，40℃時的飽和磁通密度是0.42T，B的峰峰值=0.84T。因此

根據表，磁心T482接近滿足所需的面積，本例中T2選用該磁心。

現在用2股導線雙線繞磁心5匝，形成副邊繞組Tm和T：。每個晶體管集電極的導線從反方向穿過環形磁心，作為每個晶體管的單匝原邊繞組，驅動變壓器的制作就完成了。

主功率變壓器設計

主功率變壓器的設計過程與其他推挽驅動的變換器的設計過程相同。